Быстродействующие транзисторные ключи
Те же самые эффекты, которые ограничивают возможности линейных высокочастотных усилителей (ёмкости переходов, ёмкость обратной связи (проходная) с её эффектом Миллера, а также паразитные емкости в комбинации с конечными сопротивлениями источника и нагрузки), налагают ограничения по скорости и на быстродействующие цифровых схемы. Многие из этих проблем непосредственно конструктора не касаются, поскольку они удачно разрешены при построении самой цифровой интегральной микросхемы (ИМС). Трудности возникают при использовании схем ТТЛ, например, только если в конструкции требуются дискретные транзисторы.
Тем не менее, часто необходимо знать, как работают быстродействующие переключающие схемы. Например, при работе на внешнюю высоковольтную или сильноточную нагрузку (или нагрузку, требующую ток противоположной полярности) от логического выхода очень легко может ухудшиться быстродействие (например, раз в 100), если при конструировании допустить небрежность. Более того, бывают ситуации, когда используются бескорпусные цифровые логические схемы и приходится все делать самому.
Рассмотрим простые модели транзисторов, полезные при расчете схем переключения. На нескольких примерах посмотрим, как эти модели работают (и как важно правильно подобрать транзистор). В заключение рассмотрим построение транзисторных переключающих схем на примере одной быстродействующей схемы (фотоумножительный предусилитель — дикриминатор).
Модель транзистора и ее уравнения
На рисунке изображена ключевая схема на насыщенном транзисторе.
Транзистор включен инвертором, сигнал на которую подается от источника импульсов с чрезвычайно короткими временами нарастания и спада. Rи — сопротивление источника, rб — относительно небольшое внутреннее распределенное сопротивление базы транзистора (около 5 Ом), Скб — наиважнейшая емкость обратной связи (проходная) и Rк — сопротивление нагрузки, имеющей емкость Сн. Эффекты, связанные с конечной величиной нагрузочного сопротивления, можно учесть, если считать, что Rк представляет собой суммарное сопротивление при соответствующем пересчете UКК. Емкость между коллектором и эмиттером входит в Сн, а Сбэ не учитывается, поскольку благодаря эффекту Миллера Скб всегда доминирует на входе.
Ниже изображена типичная для этой схемы форма выходного импульса, если на вход ее подается хорошо сформированный отрицательный сигнал.
Время нарастания tнар определяется как промежуток между моментами времени, когда значение сигнала равно соответственно 10 и 90% конечного значения. Так же определяется и время спада tсп. Особо отметим относительно длительный период рассасывания неосновных носителей в базе tрасс, который требуется, чтобы транзистор из насыщения перешел в линейное состояние проводимости, по сравнению с соответствующим более коротким временем задержки t3, требующимся для выхода из состояния отсечки. Эти параметры общепринято брать между 10%- и 90%-ными точками. В цифровой логике более полезно знать времена распространения tр.нар и tр.сп, определяемые как времена от момента изменения состояния входа до момента, когда выходной сигнал проходит через логический порог (соответственно на нарастающем и спадающем фронтах).
Попробуем применить модель схемы для определения времени нарастания и спада в данной цепи. В процессе расчета станет понятным, почему нарастающий фронт выходного сигнала иногда заканчивается по экспоненциальному закону.
Определение времени нарастания
После перехода входного сигнала в состояние низкого уровня и окончания времени tрасс напряжение на коллекторе начинает возрастать. Два эффекта ограничивают скорость нарастания:
а) Rк в сочетании с Скб и Сн дают постоянную времени, определяющую экспоненциальный рост напряжения до UKK, но
б) если скорость этого роста достаточно велика, получающийся в результате ток через Скб, выделяясь на сопротивлении источника (Rи + rб), вызывает прямое смещение базы, и оно может возбуждать базу, что тормозит рост коллекторного напряжения (отрицательная обратная связь). Если это происходит, то схема оказывается интегратором, а сигнал на коллекторе- линейно нарастающим. В целом (в зависимости от параметров схемы и самого транзистора) импульс на коллекторе сначала имеет линейное нарастание, переходящее затем в экспоненту.
На рисунке приведены осциллограммы этих эффектов:
Вместо n-p-n-транзистора мы воспользовались n-канальным полевым МОП-транзистором, работающим в режиме обогащения. Он ведет себя также, но бо’льшее напряжение отпирания затвора существенно улучшает форму импульсов. Кроме того, полевые МОП-транзисторы не имеют эффектов, связанных с временами рассасывания носителей и задержки, и у них отсутствует постоянный входной ток, при котором все упрощается.
На следующем рисунке приведена схема, в которой импеданс источника сигналов нами намеренно сделан преувеличенным.
Заметьте, как емкость обратной связи поддерживает напряжение затвора на уровне порога отпирания во время переключения стока. Обратите внимание также на то, что нарастание сигнала стока изменяется экспоненциально, если Rc велико.
Простой способ расчета поведения схемы состоит в следующем:
Рассчитывается скорость нарастания напряжения на коллекторе для «ограничения вследствие интегрирования» с использованием уравнения
где Uвх.н.у— низкий уровень входного напряжения.
- Определяется коллекторное напряжение Ux, при котором выходное напряжение переходит от линейного нарастания к экспоненте из уравнения
С помощью этих двух уравнений можно вычислить форму переднего фронта коллекторного импульса и время нарастания. Если Ux окажется отрицательным, то это означает, что нарастание коллекторного напряжения носит чисто экспоненциальный характер: емкостная нагрузка преобладает и ток через емкость обратной связи вообще не возбуждает базу. Величина rб обычно незначительна.
Определение времени спада
По истечении короткого времени задержки t3 и перехода входного сигнала в состояние высокого уровня Uвх.в.у. коллекторное напряжение начинает падать к уровню насыщения транзистора. Произведя несложные расчеты, легко увидеть, что ток коллектора определяется выражением
где первое выражение — это ток базы, умноженной на h21э, а второе — ток коллектора, определяемый как ток через Rк минус ток, отбираемый зарядом емкости, подключенной к коллектору. Напоминаем, что dUк/dt отрицательно. После преобразования получим
где первый член в скобках соответствует току управления в цепи базы, умноженному на h21э, а второй — току через коллекторный резистор. Теперь можно попробовать рассчитать некоторые схемы, можно определить времена нарастания и спада, а также какая емкость доминирует. Рассмотрим времена рассасывания носителей и задержки.
Времена задержки и рассасывания носителей в базе
Обычно времена задержки очень малы. Главную роль играет постоянная времени, которая определяет снижение заряда емкости базы до Uбэ и равна в общем
Т ≈(Rи + гб)(Скб + Сбэ).
При очень высоком быстродействии влияние постоянных времени транзисторных переходов может оказаться важным.
Гораздо большую роль играет время рассасывания. У транзистора в насыщении заряд накапливается в области базы, и после того, как управляющий сигнал на базе становится близким к потенциалу земли (или даже отрицательным), требуется относительно длительное время, чтобы ранее инжектированные из эмиттера избыточные неосновные носители ушли из базы под действием тока коллектора.
Транзисторы сильно отличаются друг от друга по времени рассасывания. Это время можно сделать короче, если уменьшить ток базы во время насыщенного состояния и, если при запирании подавать обратное смещение на базу, чтобы обеспечить обратный ток базы, когда транзистор переключается в состояние отсечки. Эти моменты отражены в уравнении для времени рассасывания tрасс:
где обратный ток базы Iб.выкл отрицателен при токах базы, обеспечивающих «разряд» заряда в базе. Коэффициент К определяется «временем жизни неосновных носителей», которое сильно уменьшается при легировании золотом. Однако такое легирование уменьшает h21э и увеличивает ток утечки. Этим объясняется высокое быстродействие ТТЛ, а также их низкое напряжение пробоя (порядка 7 В).
Времена рассасывания могут быть очень большими и составлять несколько сотен наносекунд, что примерно на порядок превышает времена задержки при включении. Так, например, распространенный транзистор общего назначения 2N3904 имеет максимальное время задержки 35 нс, а время рассасывания 200 нс при стандартных условиях проверки. Т.е. когда на базу подается отрицательное смещение, равное падению напряжения на двух прямосмещенных диодах. Поскольку времена рассасывания существенно ограничивают быстродействие переключательных схем, приходится применять меры для решения проблемы насыщения.
Один из способов заключается в том, чтобы исключить вовсе состояние насыщения у транзистора. Включенный в обратную связь диод Шоттки («связь Вакеr’а») между базой и коллектором прекрасно выполнит эту задачу, отбирая избыточный ток базы, когда транзистор близок к насыщению и потенциал коллектора ниже, чем у базы. Это предотвращает насыщение транзистора, так как напряжение прямосмещенного диода Шоттки меньше напряжения прямосмещенного перехода коллектор-база.
Этот метод использован в ТТЛ-логических схемах с диодами Шоттки (ТТЛ-Ш). Часто небольшой «ускоряющий» конденсатор (25-100 пФ), параллельный резистору в цепи базы, хорошо дополняет этот прием, поскольку способствует уменьшению времени рассасывания, обеспечивая дополнительные импульсы тока, способствующие «разряду» базы, когда транзистор насыщен, а также быстрому нарастанию тока базы, когда транзистор включается. Эти схемы показаны на рисунке:
Примеры быстродействующих переключательных схем
Проанализируем работу нескольких простых схем, в основе которых лежат только что обсуждаемые методы.
Высоковольтный усилитель
Посмотрим на схему, изображенную ниже.
Это простой инвертирующий каскад, предназначенный для возбуждения пьезоэлектрического кристалла импульсами 100 В, первоначально генерируемыми ТТЛ-логикой. Параметры выхода ТТЛ и, следовательно, сигнала, подаваемого на базу, приблизительно равны указанным в таблице величинам.
В этих расчетах мы не будем учитывать гб, которое мало по сравнению с сопротивлением источника.
Время нарастания. Начнем с определения скорости роста коллекторного напряжения на выходе из-за «интегрирования»:
откуда
Теперь найдем напряжение на коллекторе, при котором процесс напряжения на выходе из линейного переходит к экспоненте:
Это означает, что нарастание коллекторного импульса происходит только экспоненциально, так как ток обратной связи (CкбdUk/dt) недостаточен, чтобы задержать переход базы в состояние проводимости, задаваемое состоянием источника. Постоянная времени для коллекторной цепи равна Rк(Сн+Скб), или 0,33 мкс, а время нарастания (по уровню от 10 до 90%) равно 2,2 постоянной времени, т. е. 0,73 мкс. Отсюда ясно, что преобладающим в нарастании оказывается влияние коллекторного сопротивления и ёмкости нагрузки.
Время спада. Для анализа спада используем формулу, полученную ранее, и найдем:
Последний член зависит от Uк, но он незначителен по сравнению с первым членом в скобках. Если это не так, то придется оценивать эту величину при нескольких значениях коллекторного напряжения, чтобы получить правильную картину формы спада. Здесь следует отметить, что рассчитанное время спада соответствует частоте около 3 МГц и, следовательно, используемая нами величина h21э = 100 вполне реальна (fT = 300 МГц). Если рассчитанное время нарастания или время спада соответствует частоте более высокой, чем предполагалось первоначально, то необходимо вернуться и пересчитать время переходного процесса с новым h21э, полученным из первой оценки времени переключения. Этот метод последовательных приближений обычно дает удовлетворительный ответ уже на втором этапе.
Форма выходного импульса. Для этой схемы форма коллекторного сигнала соответствует приведенной на рисунке
На положительном фронте преобладает влияние постоянной времени ёмкости нагрузки и коллекторного сопротивления. В то время как на спаде больше сказывается ёмкость обратной связи в сочетании с сопротивлением источника. Другими словами, напряжение на коллекторе падает с такой скоростью, что ток через ёмкость обратной связи почти достаточен, чтобы подавить отпирающий ток базы и вывести базу из состояния проводимости. В наших допущениях мы всюду считали, что фронты импульса на выходе ТТЛ много короче, чем на выходе нашей схемы. Обычно времена нарастания и спада ТТЛ ≈ 5 нс, что соответствует нашему предположению.
Усилитель с «открытым коллектором» при работе на шину
Предположим, мы хотим организовать с помощью схем с открытым коллектором управление шиной ТТЛ с выхода «МОП-схемы. Это можно осуществить, используя n-p-n-инвертирующий каскад, как показано на рисунке.
nМОП-прибор, работающий от + 5 В, имеет малую нагрузочную способность, поэтому необходимо, чтобы резистор базы был велик. Для того, чтобы подчеркнуть эффекты, связанные с наличием параметров, подобных Cкб, были выбраны два очень распространенных транзистора.
Время нарастания рассчитывается по приведенной выше методике. Для линейного нарастания вследствие интегрирования имеем:
Для отрицательного фронта получаем:
Выбор транзистора. Ситуация видна из рисунка:
Параметры, полученные для 2N5137, полностью определяются действием емкости обратной связи, усиливающимся из-за относительно высокого сопротивления источника сигнала. Переходные процессы для 2N4124, вероятно, оценены чуть-чуть оптимистично, поскольку они соответствуют частоте около 10 МГц, при которой h21э, скорее всего, несколько ниже предполагаемого значения.
Интересно измерить время достижения напряжения порога ТТЛ (~ 1,3 В) как основной параметр системы с запуском вентилей ТТЛ шинными сигналами. Если не учитывать времена рассасывания и задержки, то времена достижения порогов ТТЛ будут следующие:
Измеренные времена нарастания и спада находятся в разумном согласии с предсказанными по нашей несколько упрощенной модели, за исключением, пожалуй, лишь времени нарастания для 2N4124. Имеется несколько возможных объяснений, почему рассчитанное время нарастания в этом случае получилось слишком малым. В расчетах значение h21э бралось при 10 МГц, в то время как время нарастания 17 нс не соответствует более высоким частотам и, следовательно, более низким значениям h21э. Кроме того, практические измерения для этого транзистора дают Скб = 2,2 нФ при 10 В и Скб = 3 пФ при 2 В.
Любопытно, что использовавшийся 2N5137 имел реально гораздо меньшее значение Скб(~ 5 пФ), чем указанное в паспорте, и поэтому пришлось добавить небольшой конденсатор в схему, чтобы «довести» Скб до «паспортной величины». Это, скорее всего, означает, что технологический процесс изменился уже после публикации данных о параметрах транзистора.
Снижение питания до + 3 В. Заметим, что время достижения порога ТТЛ при переходе из состояния ВЫСОКОГО уровня к НИЗКОМУ гораздо больше, чем при обратном переходе, даже если скорости нарастания и спада выходного сигнала (в случае схемы на 2N4124) почти одинаковы. Это связано с тем, что пороговое напряжение ТТЛ расположено несимметрично между + 5 В и землей, и поэтому коллекторное напряжение на спаде для достижения порога должно измениться на бо’льшую величину. По этой причине шины ТТЛ часто подключаются к источнику + 3 В (для этого иногда используют пару последовательно соединённых диодов, подключенных к + 5 В), или каждая линия шины может быть подключена к делителю напряжения, как показано на рисунке:
Предусилитель для фотоумножителя
Фотоэлектронные умножители (ФЭУ) находят применение не только как детекторы света, но и в качестве детекторов частиц высоких энергий, в которых кристалл сцинтиллятора при бомбардировке его частицами дает световые вспышки. Чтобы полностью использовать все возможности фотоумножителей, необходим зарядово-чувствительный быстродействующий дискриминатор — схема, которая генерирует выходной импульс при условии, что импульс заряда на входе превышает некоторый порог, соответствующий детектируемым световым фотонам.
На рисунке ниже приведена схема быстродействующего предусилителя для фотоумножителя и дискриминатора, в которую входит ряд высокочастотных и переключательных устройств.
На выходе фотоумножитель выдает отрицательные импульсы зарядов (электроны отрицательны), причем длительность каждого импульса равна 10-20 нс. Импульсы большой амплитуды соответствуют детектируемым фотонам (квантам света), но имеется также и множество малых импульсов, которые возникают из-за шумов в самой фотоумножительной трубке и должны отсекаться дискриминатором.
Описание схемы. Схема начинается с инвертирующего выходного усилителя (ТА—Тс), у которого обратная связь по току (и заряду) осуществляется через R1 и С1. Входной повторитель имеет малое выходное сопротивление и возбуждает ТВ (каскад усиления по напряжению), тем самым снижается влияние емкости обратной связи ТВ (Скб).
Повторитель на выходе блока усиления Тс обеспечивает низкое выходное сопротивление, а ТВ —достаточное значение коэффициента усиления. Небольшой положительный импульс на эмиттере Тс соответствует отрицательному заряду, поступившему на вход с ФЭУ. Обратна связь по постоянному току стабилизирует выход Тс, примерно, на уровне 2Uбэ.
Т1 смещен как эмиттерный повторитель класса А и обеспечивает низкоомный «мониторный» выход для наблюдения усиленных импульсов с фотоумножителя, поступающих на дискриминатор.
Дифференциальный усилитель на Т2 и Т3 образует дискриминатор: порог сравнения устанавливается потенциометром R22, подключенным к источнику опорного напряжения (Те, работающий в режиме «диодного стабилизатора»), которое изменяется одинаково с входным напряжением покоя 2Uбэ усилителя. Такое «слежение» за диодным падением напряжения обеспечивается за счет того, что транзисторы ТА-ТЕ представляют собой монолитную транзисторную матрицу (СА3046) и все находятся при одной температуре. Транзистор Т4 вместе с Т3 образуют инверсную каскодную схему, обеспечивающую необходимые быстродействие и сдвиг уровня. Два каскада выходных повторителей, построенные на транзисторах с противоположной полярностью Т5 и Т6, чтобы компенсировать смещение Uбэ, завершают схему.
В этой схеме следует отметить некоторые интересные особенности. Чтобы получить хорошие характеристики по быстродействию, статические токи транзисторов выбираются сравнительно большими (дифференциальная пара Т2, Т3 имеет эмиттерный ток 11 мА, ток покоя Т5 равен 20 мА, а выходной транзистор потребляет 120 мА, чтобы обеспечить возбуждение нагрузки в 50 Ом). Заметим, что база каскодного каскада (Т4) шунтирована на U+, а не на землю, так как его входной сигнал связан с U+ через R17. В дифференциальном каскаде в качестве источника эмиттерного тока используется токовое зеркало, «отражающее» ток опорного источника, что позволяет согласовать эти параметры схемы. Для снятия перегрузок используются Д1 и Д2. Хотя это и усложнит схему, ограничивающий диод Д1 можно подключить к коллектору ТЕ (вместо земли), чтобы уменьшить отрицательные выбросы на входе.
Характеристики. На рисунке показана форма выходных импульсов и зависимость их длительности от величины входных импульсов (измеряемой как количество заряда).
Эти выходные импульсы растягиваются при больших перегрузках, но общие характеристики достаточно хороши по сравнению с обычными предусилителями для фотоумножителей.
Несколько удачных широкополосных схем изображены ниже:
