Микромощные источники эталонного напряжения и датчики температуры
Большинство источников эталонного напряжения на стабилитронах и на запрещенной зоне являются относительно мощными и не пригодны для использования в микромощных схемах. Большинство трехполюсных источников эталонного напряжения функционируют при токе порядка миллиампера и большинство двухвыводных источников эталонного напряжения на стабилитроне также ориентированы на аналогичные рабочие токи.
К счастью, имеются некоторые источники эталонного напряжения, предназначенные специально для микромощных прикладных задач. Серия LM385 состоит из программируемого двухполюсного источника эталонного напряжения на запрещенной зоне (LM385, 1.24-5.30 В) и двух источников фиксированного эталонного напряжения (LM385-1.2, 1.235 В и LM385-2.5, 2.5 W).
Эти модели с фиксированным напряжением предназначены для функционирования при токах до 10 мкА с динамическими полными сопротивлениями в 1 Ом при токах соответственно 40 и 100 мкА. Минимальный ток программируемой версии лежит в пределах от 10 до 40 мкА в зависимости от напряжения. Все версии предлагаются с температурными коэффициентами до 3 х 10-5 °C.
Стабилизаторы ICL7663/4 можно использовать в качестве трехполюсных эталонных источников с типовым значением тока покоя 4 мкА и динамическим выходным полным сопротивлением около 2 Ом.
Схема ICL8069 представляет собой двухполюсный эталонный источник на запрещенной зоне, который функционирует при токе до 50 мкА (где динамическое полное сопротивление составляет 1 Ом) с температурным коэффициентом, доходящим до 5 х 10-5 °C.
Схема AD589 имеет аналогичные характеристики, но с улучшенным температурным коэффициентом (до 10-5 °C).
Схема LT1004 фирмы Linear Technology подобна схеме LM385-1.2, в то время как LT1034 представляет собой сдвоенный двухполюсный эталонный источник (1.2 В и 7.0 В) с минимальными рабочими токами 20 мкА и температурным коэффициентом 2 х10-5 °C для источника с напряжением 1.2 В. Эталонный источник с напряжением 7 В мог бы работать при токе 100 мкА (мин.), что скромнее, чем у эталонных источников на запрещенной зоне.
Трехполюсный источник эталонного напряжения при повышенных токах обеспечивает лучший температурный коэффициент и выпускается с напряжениями 5, 6.2 и 10 В (точность 0,05%). Он потребляет ток 300 мкА, имеет низкое значение выходного полного сопротивления в диапазоне частот, и характеризуется температурными коэффициентами, достигающими 10-5 °C.
Даже еще лучше схема REF-43 — трехполюсный эталонный источник положительного напряжения 2.5 В, имеющий точность установки 0,05% и температурный коэффициент 3 х 10-6 °C (макс.). Он имеет низкое значение Zвых (0,1 Ом), прекрасный коэффициент стабилизации (2 х 10-6/Uвх макс.), выходной ток до 10 мА и ток покоя 250 мкА макс.
В таблице1 дан перечень некоторых микромощных источников эталонного напряжения.
а) мин. рабочий ток (для двух константных источников), макс. ток покоя (для 3-контактных источников)
б) при Uоп;
в) 0,1-10 Гц;
г) 10 Гц – 100 кГц, шунт 1 мкФ;
д) 0,1 Гц – 1кГц, макс;
е) типовое
Наконец, существуют микромощные интегральные схемы, которые производят преобразование температуры в ток или напряжение. ИС AD590 и AD592 — это двухполюсные источники тока, которые запускаются напряжениями от 4 до 30 В и вырабатывают ток в 1 мкА/°К (т.е. 298.2 мкА при 0°С).
Схема LM334 работает аналогичным образом, но у ней имеется вход программирования для установки коэффициента преобразования. Ее рабочий диапазон от 1 мкА до 10 мА.
Схема LМ335 — это двухполюсная интегральная схема на стабилитроне с напряжением точки пробоя 10 мВ/°К (т.е. 2.982 В при температуре 0°C), функционирующая при токах до 400 мкА.
Проектирование микромощных линейных схем
В основном проектирование маломощных линейных схем означает работу с малыми токами коллектора (стока) и соответственно с большими значениями коллекторных (стоковых) резисторов. Это приводит к тому, что доминирующим становится влияние емкостей, которое проявляется как в виде эффекта Миллера, так и в виде нормального спада частотной характеристики RС-цепи.
Часто приходится прибегать к техническим приемам, которые обычно характерны только при конструировании радиочастотных устройств, например применение каскодных эмиттерных повторителей и последовательно-параллельной пары. Транзисторы диапазона радиочастот (с частотой fт порядка 1 ГГц или выше) могут быть хорошим выбором даже и на низких частотах вследствие их крайне малой емкости обратной связи Сос.
Например, транзистор MRF931 имеет Сос = 0,35 пФ при Uкэ = 1 В и предназначен для использования в диапазоне до 1 В и 0,1 мА (fт = 3 ГГц при I = 1 мА и Uкэ = 1 В). Несмотря на такие параметры, как эти, он еще дает выигрыш при работе, когда это возможно, на низких рабочих частотах, например на частотах синхронизации микропроцессорных или других цифровых КМОП-систем.
Другие нежелательные эффекты при работе в режиме с малым потреблением мощности связаны с увеличением уровня шумовой перекрестной помехи (из-за относительно высокого полного сопротивления источников сигнала), уменьшением нагрузочной способности (малые значения рабочих токов, высокие полные сопротивления) и относительно высоким шумовым напряжением транзистора еш (тепловой шум в относительно высоком сопротивлении гэ).
Эта последняя проблема также присуща микромощным источникам эталонного напряжения. Будьте готовы проконтролировать их шумовые параметры. Даже при использовании эмиттерных повторителей выходные полные сопротивления могут быть чрезмерно большими (rэ = 25 кОм при Ik = 1 мкА).
Как правило, желательно обеспечить функционирование при низких значениях напряжения, поскольку при этом соответственно уменьшаются значения коллекторных резисторов при том же рабочем токе. Кроме того, при том же коллекторном токе мощность снижается пропорционально напряжению источника питания.
Пример проектирования микромощной линейной схемы на дискретных элементах
Давайте представим себе, что необходим малошумящий усилитель звуковых частот с огромным коэффициентом усиления (по крайней мере 80 дБ) и малым током потребления в статическом режиме, предназначенный для работы в некотором удаленном устройстве с питанием от батареи.
Поскольку уровни сигнала могут меняться в очень широком диапазоне, было бы прекрасно ввести какой-нибудь блок, обеспечивающий переключение коэффициента передачи в диапазоне, скажем, 60 дБ. Для обеспечения долговечности щелочной батареи с напряжением 9 В (500 мА∙ч) необходимо отбирать от нее общий ток не более 20 мкА (что соответствует 3 годам ее эксплуатации). Поскольку другие схемы, вероятно, записываются от той же батареи, выделим из общего бюджета ток 10 мкА для питания самого усилителя.
Первая вещь, о которой следует упомянуть,- это то, что микромощный ОУ не сможет обеспечить требуемые рабочие характеристики. Образцовый «нановаттный» ОУ CA3440, функционирующий при токе 10 мкА, имеет коэффициент передачи на постоянном токе 80 дБ (мин.) и произведение усиление — полоса пропускания 300 кГц, т. е. на частоте 20 кГц его коэффициент усиления составляет только 15 (24 дБ).
Аспекты разработки на ОУ (связь по постоянному току, точность, компенсация единичного усиления) достаточно отличаются от того, что потребуется в данном примере, который можно сделать лучше при использовании дискретных элементов.
Начнем с попытки применить «пару с последовательной обратной связью». На рисунке показана первая попытка, где задействована пара супер-бета малошумящих транзисторов при комбинированных коллекторных токах в 5 мкА с расчетным коэффициентом передачи (R2/R3), равным 200 (46 дБ).
Структура цепи смещения не показана. Ток покоя транзистора Т1 устанавливается с помощью выбора падения напряжения Uбэ на резисторе R1, а резистор R2 задает коллекторное напряжение транзистора Т2, поскольку определяет его ток покоя.
Сами внутренние эмиттерные сопротивления rэ достаточно большие и равны соответственно 12 кОм и 8 кОм, как плата за малые коллекторные токи.
Два таких каскада при их коэффициенте передачи 90 дБ и токе покоя 10 мкА, кажется, могли бы решить эту задачу. Вероятно, потребовалось бы установить на выходе эмиттерный повторитель. Однако, влияние емкости может быть разрушительным для схем с малыми токами и высокими значениями полного сопротивления. Рассмотрим, что делает емкость с рабочими характеристиками этой схемы.
Для оценки эффекта Миллера необходимо выяснить, как коэффициент усиления по напряжению распределяется между этими двумя транзисторами. Транзистор Т2 имеет сопротивление rэ = 8 кОм, так что его коэффициент усиления по напряжению составит приблизительно 85. Первый каскад с эмиттерной обратной связью дает коэффициент усиления приблизительно 2.4
Во втором каскаде с высоким коэффициентом усиления эффект Миллера может преобладать и определять спад частотной характеристики усилителя. Действительно, для нашего случая транзистор 2N5087 имеет Скб = 6,5пФ при напряжении Uкб = 2В, которая действует как входная емкость 550пФ на землю в цепи базы.
Реактивное сопротивление этой емкости Миллера равно значению сопротивления R1 на частоте 1 кГц и может вызвать на этой частоте спад частотной характеристики в 3 дБ при отсутствии общей отрицательной обратной связи.
С обратной же связью спад частотной характеристики начинается выше приблизительно с частоты 4,4 кГц, что неудовлетворительно для усилителя звуковых частот, в идеальном случае она должна быть плоской до частоты 20 кГц.
Чтобы решить проблему нужно понять, что здесь является «убийцей». Если это емкость Скб (из-за эффекта Миллера), использовать тогда транзистор с очень низким значением Скб. Сам p-n-p-транзистор 2N4957 представляет собой удачный выбор, малошумящий ОВЧ-усилитель с высоким коэффициентом усиления и с Скб = 0,6 пФ при напряжении 2 В.
На следующем рисунке показана итоговая схема с каскадным включением двух пар с последовательной обратной связью и выходным эмиттерным повторителем.
