Работа операционных усилителей. Подробный анализ
Схема типичного широко распространенного интегрального операционного усилителя (ОУ) относительно незамысловата, если рассматривать ее с точки зрения транзисторных схем. Она имеет дифференциальный входной каскад с нагрузкой в виде токового зеркала. Далее подключен каскад с общим эмиттером на транзисторах n-р-n-типа (который также имеет активную нагрузку), обеспечивающий большую часть усиления по напряжению. К эмиттерному повторителю р-n-р-типа подключен выходной каскад, представляющий собой двухтактный эмиттерный повторитель, в состав которого входит схема ограничения тока. Эта схема является типичной для многих ОУ, выпускаемых промышленностью. Для многих задач характеристики таких ОУ близки к идеальным. Рассмотрим, в какой степени реальные ОУ отличаются от идеальных, как это учесть при разработке схем и что делать с этими отличиями.
Отличие идеального операционного усилителя от реального
Идеальный операционный усилитель имеет следующие характеристики:
1. Входной импеданс (и для дифференциального, и для синфазного сигнала) равен бесконечности, а входные токи-нулю.
2. Выходной импеданс (при разомкнутой обратной связи) равен нулю.
3. Коэффициент усиления по напряжению равен бесконечности.
4. Коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю.
5. Выходное напряжение равно нулю, когда напряжение на обоих входах одинаково (напряжение сдвига равно нулю).
6. Выходное напряжение может изменяться мгновенно (бесконечная скорость нарастания).
Перечисленные характеристики не зависят от температуры и изменений напряжения питания.
Итак, в чем же отличие характеристик реальных операционных усилителей от идеальных.
Входной ток
Небольшой ток, называемый входным током смещения Iсм, втекает во входные выводы (или вытекает, в зависимости от типа ОУ). Этот ток равен половине суммы входных токов, измеренных при соединении входов между собой (два входных тока примерно равны между собой и представляют собой просто базовые токи входных транзисторов). Для операционного усилителя, на входе которого используются полевые транзисторы с р-n-переходом, типичным значением тока смещения является 50 пА при комнатной температуре (и 2 нА при температуре 70°С).
В то же время для операционного усилителя со входами на биполярных транзисторах, типичным значением тока смещения является 15 нА с небольшими колебаниями в зависимости от температуры. По грубой оценке для операционных усилителей с входами на биполярных транзисторах токи смещения оцениваются десятыми долями наноампер, а для операционных усилителей с входами на полевых транзисторах — десятыми долями пикоампер (т. е. в 1000 раз меньше). В общем, если вы имеете дело с операционным усилителем на полевых транзисторах, можете пренебречь входным током. С операционным усилителем на биполярных транзисторах так поступать нельзя.
Роль входного тока смещения состоит в том, что он создает падение напряжения на резисторах цепей обратной связи и смещения, а также на сопротивлении источника сигнала. От того, насколько малы сопротивления этих резисторов, зависит влияние этого тока на параметры вашей схемы по постоянному току и отклонения выходного напряжения. Характер этой зависимости скоро станет ясен.
Промышленность выпускает операционные усилители с входными токами смещения порядка наноампер и ниже для схем со входами на биполярных транзисторах и порядка нескольких пикоампер (10-6 мкА) для схем со входами на полевых транзисторах. Самые малые токи смещения имеют схема с транзисторами Дарлингтона со сверхбольшим значением коэффициента β типа LM11 (максимальный входной ток равен 50 пА), схема типа AD549 (входной ток равен 0,06 пА) и схема с полевыми МОП-транзисторами типа ICH8500 (входной ток равен 0,01 пА). Как правило, транзисторные ОУ, предназначенные для использования в системах с высоким быстродействием, имеют большие токи смещения.
Входной ток сдвига
Входным током сдвига называют разность двух входных токов. В отличие от входного тока смещения ток сдвига Iсдв обусловлен отклонениями в технологическом процессе изготовления ОУ, так как в отсутствие таких отклонений токи смещения на двух симметричных входах были бы одинаковы. В результате даже при наличии на входах источников с одинаковыми сопротивлениями падения напряжения на входах ОУ будут разными и, следовательно, между входами будет существовать разность напряжений.
Обычно ток сдвига составляет примерно одну десятую часть тока смещения. Для операционного усилителя типа 411 типичным является значение Iсдв = 25 пА.
Входной импеданс
Входной импеданс определяется входным сопротивлением для дифференциального сигнала (импеданс со стороны одного из входов при заземлении другого). Это сопротивление обычно значительно меньше, чем сопротивление для синфазного сигнала (типичный входной каскад выглядит как дифференциальный усилитель с источником тока). Для операционного усилителя со входом на полевом транзисторе входное сопротивление равно примерно 1012 Ом, а для операционных усилителей со входами на биполярных транзисторах, например типа 741 — составляет около 2 МОм.
В связи с тем, что отрицательной обратной связи присущ эффект самопроизвольной установки входов (отрицательная обратная связь стремится поддерживать на обоих входах одинаковое напряжение и значительно уменьшает дифференциальный входной сигнал), для практики ZBX имеет достаточно большие значения и не является столь лимитирующим параметром, как входной ток смещения.
Входной диапазон синфазного сигнала
Для того чтобы операционный усилитель работал правильно, напряжение на его входах должно находиться в пределах определенного диапазона значений, который обычно не превышает полного диапазона напряжения питания. Если напряжение на входах выходит за пределы этого диапазона, то коэффициент усиления ОУ может резко измениться и даже поменять знак. Для операционного усилителя типа LF411, использующего источники ±15 В, входной диапазон синфазного сигнала определяется как минимум значениями +11 В.
Однако фирма-изготовитель утверждает, что схема типа LF411будет работать и в том, случае, когда входной диапазон синфазного сигнала будет ограничен сверху положительным питающим напряжением, при этом, правда, существенно ухудшатся характеристики. Если напряжение на одном из входов ограничить отрицательным питающим напряжением, то последствия такой работы ОУ могут быть сокрушительными. Возможен поворот фазы и насыщение на выходе по положительному питающему напряжению.
Существуют такие ОУ, у которых входной диапазон синфазного сигнала ограничен снизу отрицательным питающим напряжением, например, ОУ типа LM358 (хороший сдвоенный ОУ), или ограничен сверху положительным питающим напряжением, например, ОУ типа 301. Кроме рабочего входного диапазона синфазного сигнала, определяются максимально допустимые входные напряжения, при превышении которых происходит разрушение схемы. Для операционных усилителей типа 411 это ± 15 В (при этом не допускается превышение отрицательного питающего напряжения, если оно оказывается меньше указанного предельного значения).
Входной диапазон дифференциального сигнала
Для некоторых операционных усилителей допустимое напряжение между входами ограничено такими малыми значениями, как например, ±0,5 В, правда, для большинства схем допустимые дифференциальные входные сигналы могут достигать значения напряжения питания. Превышение заданного максимума может вызвать ухудшение характеристик или разрушение схемы операционного усилителя.
Выходное сопротивление; зависимость размаха выходного напряжения от сопротивления нагрузки
Выходное сопротивление Rвых — это собственное выходное сопротивление ОУ без обратной связи. Для операционного усилителя типа 411 оно равно приблизительно 40 Ом, а для некоторых маломощных ОУ оно может достигать нескольких тысяч ом.
Обратная связь делает выходное сопротивление пренебрежимо малым (или очень увеличивает его в случае обратной связи по току). Поэтому большое значение имеет максимально допустимый выходной ток, равный, как правило, примерно 20 мА. Часто зависимость размаха выходного напряжения Uвых разм от сопротивления нагрузки изображают в виде графика, а иногда просто приводят несколько значений для типичных сопротивлений нагрузки. Многие операционные усилители обладают неодинаковыми (асимметричными) возможностями по управлению последующим каскадом, т. е. они потребляют больше тока, чем производят (или наоборот).
Для операционного усилителя типа 411 возможный размах выходного напряжения на 2 В меньше, чем диапазон, определяемый значениями Uкк и Uээ на нагрузке с сопротивлением более чем 2 кОм. Если сопротивление нагрузки намного меньше, чем 2 кОм, то размах будет небольшим. Для некоторых ОУ размах выходного напряжения ограничен источником отрицательного напряжения. Замечательной схеме LM10 на биполярных транзисторах также присуще это свойство, но без ограничений по диапазону питающего напряжения, как в операционном усилителе с выходами на МОП-транзисторах (обычно это ±8 В максимум).
Коэффициент усиления по напряжению и фазовый сдвиг
Обычно коэффициент усиления по напряжению AU0 для. постоянного тока лежит в пределах от 10000 до 100000 (часто его определяют в децибелах). Он уменьшается с ростом частоты, и на частоте, лежащей в пределах от 1 до 10 МГц (ее обозначают fср), коэффициент усиления уменьшается до единицы. Обычно строят график зависимости коэффициента усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи от частоты. Такой график, построенный для операционного усилителя с внутренней коррекцией, показывает, что спад усиления с наклоном 6 дБ/октава начинается на достаточно низкой частоте (для ОУ типа 411-на частоте около 10 Гц).
Такая зависимость создается намеренно, тем самым обеспечивается стабильность работы ОУ. Спад характеристики (такой же, как у простого фильтра низких частот) приводит к тому, что на всех частотах выше сопрягающей частоты между входом и выходом (при разомкнутой цепи обратной связи) существует постоянный сдвиг фазы, равный 90°, увеличивающийся до 120-160°, по мере того как коэффициент усиления приближается к единице. Сдвиг фаз на 180° в момент равенства коэффициента усиления единице приводит к появлению положительной обратной связи (автоколебаниям), поэтому разность между фазовым сдвигом на частоте fср и 180° называют «запасом по фазе».
Входное напряжение сдвига
Отклонения, возникающие в процессе изготовления операционных усилителей, приводят к тому, что входные каскады ОУ имеют некоторую разбалансировку. Если при нулевом входном сигнале входы ОУ соединить между собой, то выход схемы насытится, и выходное напряжение будет равно либо Ukk, либо Uээ (заранее предсказать значения нельзя). Разность входных напряжений, необходимая для того, чтобы выходное напряжение стало равно нулю, называют входным напряжением сдвига (Uсдв). Представим себе, что к одному из входов последовательно подключена батарея с таким напряжением.
Обычно в операционном усилителе бывает предусмотрена возможность уменьшения входного напряжения сдвига до нуля (настройка нуля). Для ОУ типа 411 между контактами 1 и 5 следует включить потенциометр на 10 кОм, его движок должен быть подключен к источнику Uээ.
Для точных систем не меньшее значение, чем сам сдвиг, имеет дрейф входного напряжения сдвига под влиянием температуры и времени, так как начальный сдвиг можно сделать равным нулю.
Для операционного усилителя типа 411 типичным является напряжение сдвига, равное 0,8 мВ (максимальное значение 2 мВ) и коэффициент, определяющий дрейф сдвига под влиянием температуры, равный 7 мкВ/°С. Коэффициент, определяющий дрейф сдвига под влиянием времени, изготовители обычно не оговаривают. Для прецизионного операционного усилителя типа ОР-77 с помощью лазерных методов подгонки напряжение сдвига устанавливают не превышающим 10 мкВ, температурный коэффициент напряжения сдвига (ТКНсдв) для этой схемы равен 0,2 мкВ/°С, а временной дрейф определяется коэффициентом 0,2 мкВ/мес.
Скорость нарастания
«Компенсационная» емкость операционного усилителя и небольшие внутренние токи ограничивают скорость изменения выходного напряжения даже при условии большого разбаланса входов. Предельную скорость изменения выходного напряжения обычно называют скоростью нарастания. Для ОУ типа 411 она равна 15 В/мкс, у маломощного ОУ скорость нарастания обычно не превышает 1 В/мкс, быстродействующий ОУ может иметь скорость нарастания порядка 100 В/мкс. Скорость нарастания ограничивает амплитуду неискаженного синусоидального выходного сигнала при превышении некоторой критической частоты. Частоты, на которой для получения полного размаха выходного напряжения скорость нарастания ОУ должна быть максимальной.
Тем самым объясняется введение в спецификации «графика зависимости размаха выходного напряжения от частоты». Для синусоидального сигнала, частота которого равна f герц, а амплитуда — А вольт, минимальная скорость нарастания должна составлять 2πAF вольт в 1 с.
Для операционных усилителей с внешней коррекцией скорость нарастания зависит от используемой схемы коррекции. В общем, коррекции, предназначенной для схем с единичным усилением, соответствует самая малая скорость нарастания. Она увеличивается примерно в 30 раз при коррекции 100-кратного усиления.
Влияние температуры
Все рассмотренные выше параметры зависят от температуры. Однако это обычно не влияет на работу схемы, так как, например, небольшие изменения коэффициента усиления почти полностью компенсирует обратная связь. Более того, изменение этих параметров под влиянием температуры, как правило, невелико по сравнению с их изменением от образца к образцу.
Исключение составляют входное напряжение сдвига и входной ток сдвига. Их зависимость от температуры сказывается в появлении дрейфа выходного напряжения после того, как с помощью регулировки входные сдвиги были сведены практически к нулю. Для прецизионных систем следует использовать так называемые «измерительные» усилители, имеющие малый дрейф. У таких усилителей для уменьшения пагубного влияния градиента температуры, возникающего в схеме, выходной каскад подключают к внешней нагрузке с сопротивлением не менее 10 кОм.
Для полноты изложения следует упомянуть, что на характеристики ОУ накладывают ограничения такие параметры, как коэффициент ослабления синфазных сигналов (КОСС), коэффициент ослабления влияния источника напряжения питания (КОНП), шумовое входное напряжение и шумовой ток (еш, iш), и переходные искажения на выходе. Эти параметры следует учитывать только в прецизионных схемах и в усилителях с низким уровнем шумов.
Ограничения операционных усилителей на работу схем
Вернемся к инвертирующему усилителю и рассмотрим его еще раз, учитывая известные нам теперь ограничения. Покажем, как они влияют на работу схемы и как их учесть при разработке ОУ. Используя этот пример, сможем разобраться и с другими схемами ОУ. На рисунке показан инвертирующий операционный усилитель.
Коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи
В связи с тем, что коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи имеет конечное значение, в усилителе с обратной связью коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи) в определенный момент начинает убывать. Этому моменту соответствует частота, на которой коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС приближается к значению R2/R1
Этот спад позволяет судить о том, что семейство усилителей типа 411 относится к классу низкочастотных усилителей. На частоте 50 кГц коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС падает до 100, а частота fср равна 4 МГц. Обратите внимание, что коэффициент усиления при замкнутой цепи ОС всегда меньше, чем коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС. Это означает, что если на основе ОУ типа 411 построить, например, усилитель со 100-кратным усилением, то на частотах около 50 кГц его усиление заметно ослабеет.
Скорость нарастания
В связи с тем, что скорость нарастания ограничена, на частотах выше некоторого граничного значения максимальный размах синусоидального сигнала начинает падать. На рисунке представлен график для операционного усилителя типа 411 со скоростью нарастания 15 В/мкс.
При скорости нарастания s выходная амплитуда ограничена значением
Аот пика до пика ≤ s/nf
для синусоидального сигнала, имеющего частоту f. Тем самым объясняется наличие участка спада на графике с наклоном 1/f. Горизонтальный участок на графике соответствует ограничению размаха выходного напряжения источников питания.
Попутно отметим, что ограничения, связанные со скоростью нарастания ОУ можно использовать на благо, для устранения шумовых импульсов полезного сигнала с помощью, так называемой нелинейной низкочастотной фильтрации. Суть метода состоит в следующем: намеренно ограничивая скорость нарастания можно существенно уменьшить острые импульсы, никак не искажая при этом фоновый сигнал.
Выходной ток
В связи с тем, что выходной ток операционного усилителя ограничен, размах выходного напряжения на низкоомных нагрузках также ограничен. На рисунке представлен график для операционного усилителя типа 411.
В прецизионных схемах как раз и нужно ограничивать выходные токи для того, чтобы избежать появления в кристалле схемы температурных градиентов, связанных с рассеянием слишком большой мощности в выходном каскаде.
Напряжение сдвига
Благодаря наличию входного напряжения сдвига, при нулевом напряжении на входе напряжение на выходе равно Uвых = Ku0Ucдв. Инвертирующий усилитель на основе ОУ типа 411 имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 100. При заземленном входе напряжение на выходе этой схемы достигает значения ±0,2 В (Ucдв = 2 мВ, максимальное значение).
Можно предложить следующие пути решения проблемы:
а) Если усиление сигнала по постоянному току не представляет интереса, то с помощью конденсатора можно уменьшить коэффициент усиления для сигналов постоянного тока до единицы, как показано на рисунке
б) Настроить нуль, используя предлагаемую фирмой-изготовителем схему регулировки,
в) Можно использовать ОУ с меньшим напряжением сдвига Uсдв.
г) Настроить нуль, используя схемы регулировки:
В прецизионных схемах как раз и нужно ограничивать выходные токи для того, чтобы избежать появления в кристалле схемы температурных градиентов, связанных с рассеянием слишком большой мощности в выходном каскаде.
Входной ток смещения
Если в инвертирующем усилителе один из входов заземлен, то даже при условии идеальной настройки (т. е. Uсдв = 0), на выходе усилителя будет присутствовать отличное от нуля выходное напряжение. Это связано с тем, что входной ток смещения Iсм создает падение напряжения на резисторах, которое затем усиливается схемой усилителя. В этой схеме сопротивление со стороны инвертирующего входа определяется резисторами R1||R2, но ток смещения воспринимается как входной сигнал, подобный току, текущему через R1, а поэтому он порождает смещение выхода Uвых = Iсм R2.
В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах эффектом входного тока смещения обычно можно пренебречь. По-другому дело обстоит с операционными усилителями на биполярных транзисторах — здесь значительные входные токи могут привести к серьезным проблемам. Рассмотрим в качестве примера инвертирующий усилитель, в котором R1 = 10 кОм и R2 = 1 Мом. Эти значения подходят для инвертирующего каскада, в котором желательно обеспечить значение ZBX равным 10 кОм.
Если выбрать схему типа LM833 на биполярных транзисторах, с низким уровнем шумов, то ее выходное напряжение (при заземленном входе) может достигать величины 100 х 1000 нА х 9,9 кОм или 0,99 В, что ни в какой мере не может быть приемлемо. Для сравнения отметим, что у операционного усилителя типа LF411 (со входами на полевых транзисторах с р-n-переходом) соответствующее выходное напряжение для худшего случая (при заземленном входе) составляет 0,2 мВ. Для большинства практических случаев эта величина пренебрежимо мала и уж во всяком случае несравнима с ошибкой выходного напряжения, порождаемой напряжением сдвига (в худшем случае для ненастроенного ОУ типа LF411 она составляет 200 мВ).
Для борьбы с ошибками, обусловленными током смещения, существует несколько способов. Если вам нужен ОУ с большим током смещения, можно сделать сопротивление со стороны обоих входов одинаковым.
В этом случае сопротивление 9,1 кОм выбрано с учетом параллельного соединения резисторов 10 кОм и 100 кОм. Кроме того, лучше всего если сопротивление цепи обратной связи будет достаточно малым, тогда ток смещения не будет давать большие сдвиги. Сопротивления в цепях входов ОУ имеют типичные значения от 1 до 100 кОм. Третий способ состоит в уменьшении до единицы коэффициента усиления по постоянному току.
Однако для большинства случаев можно рекомендовать использовать ОУ с пренебрежимо малыми входными токами.
В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах с р-n-переходом или на полевых МОП-транзисторах входные токи, как правило, имеют порядок пикоампер (однако, здесь входной ток быстро растет при увеличении температуры — удваивается при изменении температуры на каждые 10 °C). Во многих современных схемах на биполярных транзисторах за счет использования транзисторов со сверхвысоким значением коэффициента β и схем компенсации смещения токи смещения почти также невелики и незначительно зависят от температуры.
Такие операционные усилители обладают достоинствами ОУ на биполярных транзисторах (высокая точность, низкий уровень шума) и лишены недостатков, связанных со входным током. Например, для прецизионного биполярного ОУ с низким уровнем шума типа ОР-27 Iсм = 10 нА (типичное значение), для недорогого биполярного ОУ типа LM312 Iсм = 1,5 нА (типичное значение), для улучшенных вариантов этого ОУ (типа LT1012 и LM11) — Iсм = 30 nA (типичное значение). Среди недорогих ОУ на полевых транзисторах можно назвать ОУ типа LF411 на полевых транзисторах с р-n-переходом. Для него Iсм = 50 пА (типичное значение) и серию ИС типа TLC20 на полевых МОП-транзисторах, для которой Iсм = 1 пА (типичное значение).
Входной ток сдвига
Из выше сказанного можно убедиться, что лучше всего создавать такие схемы, в которых импедансы и токи смещения ОУ порождают пренебрежимо малые ошибки. Однако иногда может возникнуть потребность в ОУ с большим током смещения или с очень большим эквивалентным импедансом. В этой ситуации лучше всего постараться сбалансировать входные импедансы по постоянному току. На выходе все равно будет существовать некоторая ошибка (Кпост ток Iсдв Rист), обусловленная асимметрией входных токов ОУ. В общем, Iсдв меньше, чем Iсм в 2-20 раз (биполярные ОУ, как правило, дают лучшее согласование, чем ОУ на полевых транзисторах).
Для простого инвертирующего усилителя напряжения, например, наличие входного тока ОУ вызывает появление ошибки напряжения на выходе. В ОУ другого назначения эффект может быть совсем другим. Например, в инвертирующем ОУ конечный входной ток порождает на выходе линейно меняющийся сигнал (а не константу) при нулевом напряжении, приложенном ко входу. По мере освоения схем ОУ можно оценивать, как сказываются ограничения ОУ на работе данной схемы. Следовательно, можно выбрать операционный усилитель, подходящий для конкретного случая. Вообще говоря, «самого-самого» лучшего ОУ на свете не существует (даже если вас не останавливает никакая цена).
У операционных усилителей с самыми незначительными входными токами (на полевых МОП-транзисторах), как правило, плохо обстоят дела с напряжением сдвига, и наоборот. Хорошие разработчики при выборе компонентов идут на компромиссы с тем, чтобы оптимизировать характеристики схемы, и избегают по-возможности элементов с ненужной «позолотой».
К чему приводят ограничения, свойственные операционным усилителям
Рассмотренные ограничения операционного усилителя влияют на параметры компонентов почти во всех схемах. Например, резисторы обратной связи должны быть достаточно большими, тогда они не будут существенно нагружать выход. Вместе с тем, если они будут слишком большими, то входной ток смещения будет порождать ощутимые сдвиги. Кроме того, высокое сопротивление в цепи обратной связи повышает восприимчивость схемы к влиянию внешних наводок и увеличивает влияние паразитной емкости. Учитывая сказанное выше, для ОУ общего назначения обычно выбирают резисторы цепей ОС с сопротивлением от 2 до 100 кОм.
Распространенные типы операционных усилителей
Иногда случается так, что новый ОУ появляется как раз вовремя и удовлетворяет запросы разработчиков и по своим характеристикам, и по стоимости, и по конструктивному оформлению. К его производству приступает сразу несколько фирм, он завоевывает симпатии разработчиков и получает широкую известность. Ниже приводится перечень распространенных типов ОУ:
301 — Первый удобный для использования ОУ. Впервые использован «боковой транзистор р-n-р-типа», коррекция внешняя, родоначальник-фирма National Semiconductor.
741 — Промышленный стандарт в течение многих лет, коррекция внутренняя, родоначальник — Fairchild.
1458 — Разработан фирмой Motorola в ответ на создание ОУ типа 741. Два ОУ типа 741 в миниатюрном корпусе с двухрядным расположением выводов, выводы для регулировки сдвига не предусмотрены.
308 — Прецизионный ОУ фирмы National. Малая потребляемая мощность, транзисторы со сверхвысоким β, гарантированный максимум дрейфа.
324 — Распространенная схема счетверенных ОУ (сдвоенная схема-358 в мини-DIP-корпусе с двухрядным расположением выводов). Работает с одним источником питания, фирма National.
355 — Многофункциональный ОУ на биполярных и полевых транзисторах (356, 357-более высокое быстродействие). Точность не хуже, чем у биполярной схемы, но быстродействие выше, а входной ток меньше, фирма National.
TLO81 Разработан фирмой Texas Instruments в ответ на появление серии 355. Серия недорогих ОУ, интегральная схема объединяет один, два, четыре ОУ, небольшая мощность, невысокий уровень шума, используются различные типы корпусов.
LF411 Разработан фирмой National. Улучшенная серия на биполярных и полевых транзисторах. Сдвиг и смещение небольшие, высокое быстродействие, небольшое искажение, большой выходной ток, невысокая стоимость, сдвоенная (LF 412) и микромощная (LF441/2/4) модификации.
Подобные компромиссы принимают при разработке почти всех электронных схем включая и самые простые транзисторные схемы. Например, величина тока покоя в транзисторном усилителе ограничена сверху мощностью, которую может рассеивать устройство, величиной входного тока и питающего тока, коэффициента усиления по току. Снизу — величиной тока утечки, коэффициента усиления по току и быстродействием (которое уменьшается из-за паразитной емкости и больших сопротивлений). В связи с этим, величину коллекторного тока обычно выбирают в диапазоне от нескольких десятков микроампер до нескольких десятков миллиампер (побольше для мощных схем, поменьше для «микромощных»).
Микромощные и программируемые операционные усилители
В системах, где в качестве источников питания используются батареи, широкое распространение получили так называемые «программируемые ОУ». Их называют так потому, что установка значений всех внутренних рабочих токов выполняется с помощью внешнего тока, подаваемого на контакт, предназначенный для программирования смещения. Внутренние токи покоя увязываются с этим током смещения с помощью токовых зеркал, которым разработчики отдают предпочтение перед внутренними источниками токов, задаваемых с помощью резисторов.
В результате подобные усилители можно программировать таким образом, чтобы они работали в широком диапазоне питающих токов — обычно от нескольких микроампер до нескольких миллиампер. Такие параметры, как скорость нарастания, произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания fср и входной ток смещения, пропорциональны программирующему току. Для систем, использующих батареи в качестве источников питания, особенно полезны программируемые ОУ, работающие с токами порядка нескольких микроампер.
Операционный усилитель типа 4250 был первым программируемым ОУ. Он был разработан фирмой Union Carbide, а сейчас его производят и многие другие фирмы, причем выпускают не только одинарные, но также сдвоенные и строенные схемы (8022 и 8023 соответственно). Для того чтобы представить себе, какие характеристики можно получить при малых питающих токах, рассмотрим в качестве примера ОУ типа 4250, который работает с током 10 мкА.
Для того чтобы получить такой ток, нужно с помощью внешнего резистора подать ток смещения, равный 1,5 мкА. Тогда fср будет составлять 75 кГц, скорость нарастания будет равна 0,05 В/мкс, а входной ток смещения Iсм равен 3 нА. При малых рабочих токах способность усилителя к возбуждению последующих каскадов резко уменьшается, а выходное сопротивление при разомкнутой цепи ОС заметно увеличивается и в нашем случае достигает 3,5 кОм. При малых рабочих токах шумовое входное напряжение увеличивается, а шумовой входной ток уменьшается. В технических данных на ОУ типа 4250 указано, что минимальное питающее напряжение для этого усилителя должно составлять 1 В, однако в реальных схемах возможны отклонения от заданного минимума, особенно если усилитель должен обеспечивать большой размах выходного сигнала или обладать способностью к возбуждению последующего каскада.
Операционный усилитель типа 776 (или 3476) представляет собой усовершенствованный ОУ типа 4250. Он обладает лучшими выходными характеристиками при малых токах.
Операционный усилитель типа 346 — это хороший программируемый ОУ, объединяющий в одном кристалле четыре усилителя. Три секции этого ОУ программируются с помощью одного входа, а четвертая — с помощью другого.
В некоторых программируемых ОУ использованы обычные биполярные транзисторы, например схемы типа ОР-22, ОР-32, НА2725 и СА3078.
К программируемым ОУ на КМОП-транзисторах относятся схемы типа ICL612, TLC251, МС14573 и СА3440. Эти схемы проявляют свои возможности при очень небольшом питающем напряжении (до 1 В для TLC251), а для выдающейся схемы типа 3440-при токах затухания до 20 нА.
Схемы типа 7612 и 251 используют видоизмененную схему обычного программируемого ОУ. Программируемый вход подключается к U+ или U или остается неподключенным, в зависимости от этого ток затухания будет иметь ту или иную величину (10 мкА, 100 мкА или 1 мА).
Помимо рассмотренных выше операционных усилителей существуют также непрограммируемые усилители, предназначенные для работы с небольшими токами питания и небольшими напряжениями, следовательно, их также нужно отнести к микромощным.
Среди них следует выделить ОУ типа LM10, для которого полный диапазон питающего напряжения составляет 1 В (например, ± 0,5 В). Эта характеристика заслуживает особого внимания, так как напряжение Uбэ увеличивается при понижении температуры, и при температуре — 55 °C оно близко к величине 1 В, определяющей нижний предел рабочего диапазона LM10.
Среди других микромощных ОУ заслуживают внимания следующие схемы (и их рабочие токи): прецизионные ОУ типа ОР-20 (40 мкА), ОР-90 (12 мкА) и LT1006 (90 мкА), недорогой ОУ типа LP324, объединяющий в одном кристалле 4 усилителя (20 мкА на каждый усилитель), ОУ на основе полевых транзисторов с p-n-переходом типа LF441/2/4 (150 мкА на каждый усилитель) и ОУ на основе полевых МОП-транзисторов типа TLC27L4 (10 мкА на каждый усилитель).
Анализ работы некоторых схем на операционных усилителях
На работу представленных ниже схем существенно влияют присущие операционным усилителям ограничения. Рассмотрим их более подробно, чем остальные схемы.
Логарифмический усилитель
В схеме, представленной ниже, логарифмическая зависимость напряжения Uбэ от тока Iк используется для получения выходного напряжения, пропорционального логарифму положительною входного напряжения.
Благодаря потенциальному заземлению инвертирующего входа резистор R1 преобразует напряжение Uвx в ток. Этот ток протекает через транзистор T1 и создает на его эмиттере потенциал, который, согласно уравнению Эберса-Молла, на величину падения напряжения Uбэ ниже потенциала земли. Транзистор Т2, который работает при фиксированном токе и обеспечивает корректирующее напряжение, равное по величине падению напряжения на диоде, служит для температурной компенсации. Источник тока (роль которого может выполнять резистор, так как потенциал точки В отличается от потенциала земли на несколько десятых долей вольта) задает входной ток, служащий для установки выходного напряжения на нуль.
Второй операционный усилитель является неинвертирующим. Его коэффициент усиления по напряжению должен быть равен приблизительно 16, для того чтобы напряжение на выходе изменялось в отношении — 1,0 В на декаду входного тока. Напомним, что напряжение Uбэ увеличивается в отношении 60 мВ на декаду коллекторного тока.
Еще несколько деталей: если базу транзистора T1 соединить с его коллектором, то базовый ток будет создавать ошибку. Дело в том, что ток Iк связан точной экспоненциальной зависимостью с напряжением Uбэ. В этом схеме благодаря потенциальному заземлению напряжение на базе равно напряжению на коллекторе, однако базовый ток ошибку не создает. В качестве Т1 и Т2 следует использовать согласованную пару транзисторов (лучше всего взять согласованную монолитную пару типа LM394). Такая схема обеспечивает точную логарифмическую зависимость выходного напряжения от входного тока в пределах семи или более декад (приблизительно от 1 нА до 10 мА) при условии, что транзисторы имеют небольшие токи утечки, а ОУ — малый входной ток смещения.
Операционный усилитель типа 741, в котором ток смещения равен 80 нА, для этой схемы не подходит. Для получения линейной характеристики в пределах семи декад обычно используют ОУ с полевыми транзисторами на входах, например ОУ типа 411. Кроме того, для получения хорошей характеристики при малых входных токах входной ОУ следует точно настроить на нуль сдвига. Дело в том, что при токах, близких к нижнему предельному значению, напряжение Uвх может составлять всего несколько десятков микровольт. Лучше всего применить в этой схеме источник тока на входе и вообще не использовать резистор R1.
Конденсатор С1 служит для частотной стабилизации при включении обратной связи, так как усиление по напряжению в контуре ОС определяет транзистор Т1. Диод Д1 предотвращает пробой и разрушение перехода база-эмиттер транзистора Т1 в случае появления отрицательного напряжения на входе. Это необходимо, так как транзистор Т1 не обеспечивает цепь обратной связи при положительном выходном напряжении операционного усилителя. Обе эти проблемы можно устранить, если транзистор Т1 включить как диод, т. е. соединить его базу с коллектором.
Температурная компенсация усиления. Транзистор Т2 компенсирует изменения падения напряжения Uбэ в транзисторе Т1, связанные с изменением температуры окружающей среды. Однако изменение наклона графика зависимости напряжения Uбэ от тока Ik не компенсируется. Зависимость «60 мВ/декада» пропорциональна абсолютной температуре. Выходное напряжение в нашей схеме иллюстрируется графиком, представленным на рисунке.
Идеальная компенсация обеспечивается в том случае, когда входной ток равен I0 —коллекторному току транзистора Т2. Изменение температуры на 30 °C вызывает изменение угла наклона графика на 10% и сопровождается появлением соответствующей ошибки в выходном напряжении. Единственный выход из положения состоит в том, чтобы заменить резистор R2 последовательным соединением обычного резистора и резистора с положительным температурным коэффициентом.
Зная температурный коэффициент резистора (например, температурный коэффициент резистора типа TG1/8 фирмы Texas Instruments равен + 0,67%/°С), можно определить сопротивление обычного резистора, который при последовательном соединении обеспечит идеальную компенсацию. Например, к только что упомянутому резистору типа TG1/8 с сопротивлением 2,7 кОм следует последовательно подключить резистор с сопротивлением 2,4 кОм.
Промышленность выпускает несколько интегральных логарифмических преобразователей. Они обладают очень хорошими характеристиками и имеют внутреннюю температурную компенсацию. Среди фирм-изготовителей назовем Analog Devices, Burr-Brown, Philbrick, Intersil и National Semiconductor.
Активный пиковый детектор
Во многих практических случаях требуется определить пиковое значение входного колебания. В простейшем случае для этой цели можно использовать диод и конденсатор.
Наибольшее значение входного колебания заряжает конденсатор, который сохраняет заряд до тех пор, пока диод смещен в обратном направлении.
Этот метод имеет серьезные недостатки. Входной импеданс является переменной величиной, и в момент пиков входного колебания он очень мал. Кроме того, из-за падения напряжения на диоде эта схема нечувствительна к пикам, меньшим 0,6 В, а для больших пиков она дает ошибку (на величину падения напряжения на диоде). Более того, падение напряжения на диоде зависит от температуры и протекающего через диод тока, а это значит, что погрешность схемы зависит от температуры окружающей среды и скорости изменения выходного напряжения. Напомним, что I = C(dU/dt). Использование на входе эмиттерного повторителя позволяет избавиться только от первого из перечисленных недостатков.
На рисунке показана улучшенная схема, в которой используется обратная связь.
Если напряжение обратной связи снимать с конденсатора, то падение напряжения на диоде не создаст никаких проблем. На следующем рисунке представлен возможный вид выходного колебания.
Ограничения, присущие операционному усилителю, сказываются на этой схеме двояко:
а) Конечная скорость нарастания ОУ порождает проблемы даже для относительно медленно меняющихся входных сигналов. Для большей ясности отметим, что выход ОУ попадает в отрицательное насыщение, когда вход усилителя имеет менее положительный потенциал, чем выход. Итак, выход ОУ должен стремиться к величине выходного напряжения (плюс падение напряжения на диоде) тогда, когда входной сигнал начинает превышать уровень выходного. При скорости нарастания S это можно грубо описать выражением (Uвых — U-)/S, где U- _ — отрицательное напряжение питания, Uвых — выходное напряжение.
б) Входной ток смещения вызывает медленный разряд конденсатора (или его заряд в зависимости от знака смещения). Это явление называют иногда «утечкой заряда» и для того, чтобы избежать его, лучше всего использовать ОУ с очень малым током смещения. По той же причине и диод следует подбирать таким образом, чтобы он имел малую утечку. Выходные каскады ОУ должны иметь больший импеданс (лучше всего использовать ОУ на полевых транзисторах или ОУ со входами на полевых транзисторах).
в) Максимальный выходной ток ОУ ограничивает скорость изменения напряжения на конденсаторе, иначе говоря, скорость, с которой сигнал на выходе отслеживает изменение сигнала на входе. Поэтому при выборе конденсатора приходится идти на компромисс между скоростью утечки заряда и скоростью нарастания выходного напряжения.
Пусть, например, в этой схеме использован ОУ типа 741 (такой выбор нельзя назвать удачным из-за большого тока смещения, который имеет этот усилитель). Тогда конденсатор емкостью 1 мкФ будет иметь утечку заряда
dU/dt = Iсм/ С = 0,08 В/с,
а возможная скорость изменения напряжения на выходе составит всего dU/dt = Iвых/С = 0,02 В/мкс. Эта максимальная скорость значительно меньше, чем скорость нарастания ОУ, равная 0,5 В/мкс, так как она ограничена максимальным выходным током, равным 20 мА, который заряжает конденсатор емкостью 1 мкФ. Если уменьшить емкость, то можно получить большую скорость нарастания на выходе за счет большой утечки заряда.
С практической точки зрения в качестве входного усилителя мощности и выходного повторителя гораздо лучше выбрать ОУ типа LF355 со входами на полевых транзисторах (ток смещения равен 30 пА, выходной ток- 20 мА) и взять конденсатор, имеющий емкость С = 0,01 мкФ. При таком сочетании компонентов утечка будет составлять всего 0,006 В/с, а скорость нарастания для схемы в целом будет равна 2 В/мкс. Еще лучше характеристики получатся, если взять ОУ на полевых транзисторах типа ОРА111 или AD549, для которых входной ток не превышает 1 пА. Характеристики схемы может ухудшить утечка самого конденсатора, даже если используются очень высококачественные конденсаторы, например полистироловые или поликарбонатные.
Схемные средства устранения влияния утечки диода. Очень часто разумно построенная схема помогает разрешить проблемы, создаваемые отклонениями схемных компонентов от идеальных. Такой способ преодоления трудностей, с одной стороны, доставляет удовольствие разработчику, а с другой — дает экономический эффект. Рассмотрим некоторые примеры.
Допустим, нам нужен высококачественный пиковый детектор, обладающий максимальным отношением скорости нарастания на выходе схемы к спаду вершины импульса. Если в схеме пикового детектора использованы ОУ с самыми малыми входными токами, то спад вершины импульса будет определяться утечкой диода, так как токи утечки самых хороших диодов превышают столь малые токи смещения ОУ. На рисунке показана разумно составленная схема.
Как и прежде, напряжение на конденсаторе повторяет входное колебание на интервале его увеличения. Интегральная схема ИС1 заряжает конденсатор через оба диода, а выходное напряжение схемы ИС2 не оказывает на этот процесс никакого влияния. Когда значение входного напряжения становится меньше пикового, ИС1 переходит в режим насыщения, а ИС2 поддерживает напряжение в точке X равным напряжению на конденсаторе и полностью устраняет утечку в диоде Д2. Небольшой ток утечки диода Д1 протекает через резистор R1 и создает на нем пренебрежимо малое падение напряжения. Безусловно, оба ОУ должны иметь очень малые токи смещения. Эта схема является аналогом схемы защиты, используемой для высокоомных или малосигнальных измерений.
Отметим, что входные ОУ в рассмотренных схемах пиковых детекторов большую часть времени находятся в режиме отрицательного насыщения и выходят из него, только при условии, что уровень сигнала на входе превысил пиковое напряжение, сохраненное конденсатором. Однако, выход из насыщения может занять существенное время (например, для схемы типа LF411 он составляет 1-2 мкс). В связи с этим может получиться так, что круг ваших интересов будет ограничен только операционными усилителями с высокой скоростью нарастания.
Сброс пикового детектора. На практике обычно желательно тем или иным способом производить сброс выхода пикового детектора. Один из способов состоит в подключении к выходу схемы резистора, благодаря которому напряжение на выходе затухает с постоянной времени RC. При этом схема «запоминает» только последние пиковые значения. Более совершенный способ состоит в подключении к конденсатору С транзисторного переключателя. Выход схемы сбрасывается в нуль за счет поданного на базу короткого импульса. К конденсатору можно подключить n-канальный полевой МОП-транзистор. В тот момент, когда потенциал затвора становится положительным, конденсатор сбрасывается в нуль.
Выборка-запоминание
Схеме детекторного повторителя близка схема выборки-запоминания. Эти схемы широко распространены в цифровых системах, где требуется осуществлять преобразование аналоговых напряжений в цифровые значения, с которыми работает компьютер. Чаще всего производится захват и фиксация напряжения (напряжений), само же преобразование выполняется в дальнейшем. Основными компонентами схемы выборки-запоминания являются операционный усилитель и переключатель на полевом транзисторе. Суть схемы поясняют рисунки:
ИC1 — это повторитель, предназначенный для формирования низкоомного отображения входного сигнала. Транзистор Т1 пропускает сигнал во время «выборки» и блокирует его прохождение в момент «запоминания». Конденсатор С запоминает сигнал таким, как он был в момент выключения транзистора Т1. ИС2 — это повторитель с большим входным импедансом (со входами на полевых транзисторах), благодаря чему минимизируется ток через конденсатор во время «запоминания». Величина С выбирается, исходя из компромисса: ток утечки в Т1 и повторителе вызывает спад напряжения на конденсаторе С во время запоминания в соответствии с выражением
dU/dt = Iутечки/С.
В связи с этим для минимизации спада конденсатор С должен быть большим. Однако, сопротивление, транзистора Т1 во включенном состоянии образует в сочетании с конденсатором С фильтр низких частот. В связи с этим конденсатор С должен быть небольшим, тогда высокочастотные сигналы не будут искажаться. ИС1 должна обеспечивать ток заряда конденсатора
С-I = CdU/dt
и должна обладать достаточной скоростью нарастания для повторения входного сигнала. На практике скорость нарастания всей схемы обычно ограничивается выходным током ИС1 и сопротивлением транзистора T1 во включенном состоянии.
Как в схеме выборки-запоминания, так и в схеме пикового детектора ОУ управляет емкостной нагрузкой. При разработке подобных схем помните, что для них нужен ОУ, обладающий стабильностью при единичном коэффициенте усиления и емкостной нагрузке. Некоторые ОУ (например, типа LF355/6) предназначены специально для работы непосредственно на большую емкостную нагрузку (0,01 мкФ).
Разрабатывать схемы выборки-запоминания нет необходимости, т. к. промышленность выпускает прекрасные ИС, которые включают в себя все необходимые элементы за исключением конденсатора. Широко используется схема типа LF398 фирмы National. В недорогом корпусе с 8 выводами заключен переключатель на полевом транзисторе и два ОУ. Рисунок ниже, показывает, как воспользоваться этой схемой.
Обратите внимание, что петля обратной связи охватывает оба ОУ. Существует множество интегральных схем выборки-запоминания, обладающих характеристиками, лучшими, чем у LF398. Например, схема типа AD585 фирмы Analog Devices включает в себя внутренний конденсатор и гарантирует максимальное время захвата 3 мкс при точности 0,01% для сигнала в виде ступени величиной 10 В.
Активный ограничитель
На рисунке показан активный ограничитель, который представляет собой один из вариантов схемы, рассмотренной в «Примеры использования диодов».
Для показанных на схеме величин компонентов напряжение на входе, отвечающее условию U вх < +10 В, приводит выход ОУ в состояние насыщения, и выполняется условие Uвых = Uвх . Когда напряжение Uвх превышает 10 В, диод замыкает цепь обратной связи и фиксирует на выходе значение 10 В. В этой схеме конечная скорость нарастания ОУ является причиной появления небольших искажений (выбросов) в выходном сигнале, которые возникают в тот момент, когда входное напряжение в процессе нарастания достигает значения напряжения фиксации (рисунок ниже).
Схема выделения модуля абсолютного значения сигнала
Схема, показанная далее, позволяет получать на выходе положительное напряжение, равное абсолютной величине входного сигнала.
Схема представляет собой двухполупериодный выпрямитель. Как обычно, операционные усилители с цепью обратной связи устраняют влияние падений напряжения на диодах, характерное для пассивного выпрямителя.
Далее на рисунке показана еще одна схема определения абсолютного значения.
Она представляет собой сочетание вспомогательного инвертора (ИС1) и активного ограничителя (ИС2). При положительных уровнях входного напряжения ограничитель не влияет на работу схемы, его выход находится в насыщении, и в результате схема работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение по абсолютному значению равно входному.
При отрицательных уровнях входного напряжения ограничитель поддерживает в точке X напряжение, равное потенциалу земли, и при этом ИС1 работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение равно абсолютной величине входного напряжения. Если ИС2 запитывается от единственного источника положительного напряжения, то отпадают проблемы, связанные с конечной скоростью нарастания, так как напряжение на выходе ограничителя изменяется лишь в пределах падения напряжения на диоде. Отметим, что от резистора R3 высокая точность не требуется.
Интеграторы
На основе операционных усилителей можно строить почти идеальные интеграторы, на которые не распространяется ограничение Uвых << Uвх . На рисунке показана такая схема.
Входной ток Uвх/R протекает через конденсатор С. В связи с тем, что инвертирующий вход имеет потенциальное заземление, выходное напряжение определяется следующим образом:
Безусловно, входным сигналом может быть и ток, в этом случае резистор R не нужен. Представленной здесь схеме присущ один недостаток, связанный с тем, что выходное напряжение имеет тенденцию к дрейфу, обусловленному сдвигами ОУ и током смещения. Это нежелательное явление можно ослабить, если использовать ОУ на полевых транзисторах, отрегулировать входное напряжение сдвига ОУ и выбрать большие величины для R и С.
Кроме того, на практике часто прибегают к периодическому сбросу в нуль интегратора с помощью подключенного к конденсатору переключателя (обычно на полевом транзисторе), поэтому играет роль только кратковременный дрейф. В качестве примера рассмотрим интегратор, в котором использован ОУ на полевых транзисторах типа LF411 (ток смещения составляет 25 пА), настроенный на нуль (напряжение сдвига составляет не более 0,2 мВ).
Резистор и конденсатор выбраны так:
R = 10 МОм и С = 10 мкФ.
Для такой схемы дрейф не превышает 0,005 В за 1000 с. Если остаточный дрейф по‑прежнему слишком велик для конкретного случая использования интегратора, то к конденсатору С следует подключить большой резистор R2 , который обеспечит стабильное смещение за счет обратной связи по постоянному току. Такое подключение приведет к ослаблению интегрирующих свойств на очень низкой частоте:
f < 1/R2С.
Ниже на рисунках показаны интеграторы, в которых использованы переключатели для сброса на полевых транзисторах и резистор стабилизации смещения.
В схемах такого типа может потребоваться резистор обратной связи с очень большим сопротивлением.
Далее на рисунке показан прием, с помощью которого большое эффективное значение сопротивления обратной связи создается за счет резисторов с относительно небольшими сопротивлениями.
Представленная цепь обратной связи работает как один резистор с сопротивлением 10 МОм в стандартной схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления по напряжению, равным – 100. Достоинство этой схемы состоит в том, что она позволяет использовать удобные сопротивления резисторов и не создает опасности из‑за влияния паразитной емкости, которую всегда нужно учитывать при работе с большими резисторами. Отметим, что в схеме идеального преобразователя тока в напряжение (Примеры схем на ОУ) описанный выше прием может привести к увеличению эффективного входного напряжения сдвига.
Например, если последняя схема, подключена к источнику с большим импедансом (скажем, на вход поступает ток от фотодиода и входной резистор опущен), то выходной сдвиг будет в 100 раз превышать Uсдв. Если в той же схеме есть резистор обратной связи величиной 10 МОм, то выходное напряжение равно Uсдв (сдвигом, обусловленным входным током, можно пренебречь).
Дифференциаторы
Дифференциаторы подобны интеграторам, в них только меняются местами резистор R и конденсатор С.
Инвертирующий вход ОУ заземлен, поэтому изменение входного напряжения с некоторой скоростью вызывает появление тока I = C(dUвх/dt), а, следовательно, и выходного напряжения Uвх = –RC(dUвх/dt). Дифференциаторы имеют стабилизированное смещение, неприятности создают обычно шумы и нестабильность работы на высоких частотах, что связано с большим усилением ОУ и внутренними фазовыми сдвигами. В связи с этим следует ослаблять дифференцирующие свойства схемы на некоторой максимальной частоте. Обычно для этого используют метод, который показан ниже:
